Запорожец  Издания 

0 1 2 [ 3 ] 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22


,----

air IL" t-T*-


-I-о

1Л4. Структурная схема линейного идентификатора главного потокосцепления (а), векторный интегратор (б) и векторный умножитель (в)

или невозможно, по значениям измеряемых (наблюдаемых) переменных является задачей идентификации [8].

Вектор главного потокосцепления при наблюдаемых переменных Is, 0) является индентифицируемой переменной, поэтому всегда возможна реализация системы идентификаций

вектора Wo. Простейшими системами идентификации вектора являются системы асимптотической оценки [8], основной частью которых является модель асинхронного двигателя и линейный регулятор £, входом которого является вектор ошибки наблюдаемых переменных и их оценки, полученной на модели. Заметим, что в нашем случае регулятор является комплексным, с коэффициентами, зависящими от мгновенного значения угловой скорости ротора.


СЬНХ

1.15. Устройство идентификации направляющих косинусов и модуля вектора главного потокосцепления (ПФ - преобразователь фаз)

Аппаратурная реализация подобного вычислителя сводится к построению аналоговой или цифровой модели асинхронного двигателя с коррекцией матрицей L. Функциональная схема системы идентификации приведена на рис. 1.14, а; на рис. 1Л4, б приведен векторный интегратор, содержащий два интегратора; на рис. 1.14, в представлен блок векторного умножения:

кХ = Re (кХ) + jlm (кХ) = {ах - bpiix) + / (ах, + bp(six{), (1Л 4)

где J = X, + }Х2у к = а-\- jbp(o.

Конкретизация матрицы L может быть выполнена по условию заданного переходного процесса убывания ошибки, однако в этом случае схема усложнится.

Главным недостатком такого типа вычислителей является зависимость всех коэффициентов вычислителя от параметров машины. Данный тип вычислителей, тем не менее, получил широкое распространение.

Другим подходом к построению идентификаторов является нелинейный подход.

Идентификаторы используют известное соотношение

dt 0

Las h

(1.15)

для вычисления вектора производной главного потокосцепления.

На рис. 1Л5 приведена схема, позволяющая применить обычный операционный усилитель в схеме интегрирования (например, 140 серии) [20].

Устройство построено в виде векторной следящей системы, существенно использующей вид обрабатываемых сигналов.

Основным элементом устройства является тригонометрический анализатор ТА, с помощью которого выделяют из входной двухфазной системы напряжений ее модуль и нормированную по амплитуде первую гармонику. В результате на выходе



получаются сигналы

ехрОф) = С05 ф + /8Ш ф,

где Ф -мгновенная фаза двухфазной системы напряжений;

40 I = {W\

сигналы с высокой степенью фильтрации. Далее векторный умножитель восстанавливает сигнал Чо = = 1 ¥ (созфф+/ sin фф) и на векторном сумматоре вычисляется разность входного сигнала ТА и выходного, которая подается на вход векторного сумматора. В результате интегратор оказывается охваченным отрицательной связью, причем по рабочему сигналу коэффициент обратной связи равен нулю, а по дрейфу с высшим гармоническим этот коэффициент может быть сделан достаточно большим.

1.4. Тригонометрический анализатор (вектор-фильтр] для вычисления направляющих косинусов вектора магнитного потокосцепления

Тригонометрический анализатор ТА строится в виде следящей векторной системы [20, 23], замыкающейся по фазе выходной двухфазной системы напряжений. Управляемым объектом в этой системе является синусно-косинусный генератор с управлением по частоте и амплитуде. Функциональная схема ТА представлена на рис. 1.16. Генератор синусоидальных напря-

const и

Триго-

(0 (т) dx

жений работает в режиме постоянного модуля У описывается функцией передачи У = ехр/

нометрическое сравнивающее устройство вычисляет значение, пропорциональное JlsinAr]; модуль F предполагается равным единице, при малых значениях Ат](д/6) sinAr] Ат], то-

Ггс/<


Ulcostp

1Л6. функциональная схема тригоно.метрического анализатора

-гг~


5) X

1.17. Варианты структурных схем тригонометрических анализаторов с П-ре-

гулятором (а) с ПИ-регулятором (6)

гда передаточную функцию ТА по фазе можно представить

(1.16)

)j + + 1

TSЛ- 1

WAS)

- передаточная функция генератора; гпх - масштаб модуля входной системы напряжений (целесообразно выбирать так,

чтобы ГПх X

Выбор коэффициентов проводим для нормированного полинома

X{p)-p+{Ti/To)p+U (1-17)

где p = 7os; Го = [J X )fQo = T Наилучшей настройкой будет TJT2 = , тогда

Т, = 2/7о; Т2т,\Х UJiTQo) = 1/(ГОо),

где Qo<2 3Qo- .д.

Варианты схем тригонометрического анализатора (lA) приведены на рис. 1.17 [15]. Упрощенный вариант не использует ген. Нормирование по модулю осуществляется при помощи деления входных сигналов на вычисленный модуль. Фильтрация в таком варианте сильно затруднена. Существует отечественная разработка такого анализатора в рамках системы УБСР-АИ 15]-блоки БВА-АИ. Функциональная схема векторного анализатора БВА-АИ приведена на рис. 1.17, а. В схеме БВА-АИ модуль выходного сигнала сравн1шается с заданным значением, ошибка подается на вход ПИ-регулятора РЧ, выход которого является делителем векторного блока деления. Таким образом, сигналы на выходе делителя БВА-АИ оказываются стабилизированными по амплитуде. Улучшающей модификацией векторного анализатора является связь, показанная на схеме рис. 1.17,6 штриховой линией. Тогда при входном сигнале, равном нулю, вследствие очевидного соотношения Y = X/\Yl на выходе блока деления сигнал равен нулю. В остальных случаях ПИ-регулятор обеспечивает модулю заданное значение.



Наиболее стабильную работу обеспечивают схемы анализаторов в виде следящей системы на основе управляемых двухфазных генераторов.

В настоящее время разработаны и проверены в эксплуатации надежные схемы генераторов двухфазной системы напряжений [20, 23]. В основу- этих генераторов положена симметричная система осциллятора, описываемая системой дифференциальных уравнений

Хл =

(1.18)

или, переходя к комплексной форме i: = JCi + /jca,

X = jX. (1.19)

Решая это уравнение, получаем систему, описывающую двухфазные колебания:

X(t) = \X (0) I jcos IJ 0) (т) dx + arg [X (0)] j +

+ / sin \ 0) (t) dx + arg [X

(0)]JJ.

(1.20)

Для стабилизации характеристик генератора применяются переменные обратные связи у интеграторов, причем знак и коэффициент усиления их определяется ошибкой по модулю выходных напряжений. В этом случае система дифференциальных уравнений принимает вид

X-k,{9.-\X\)X + jiiX,

(1.21)

где рз - заданное значение модуля выходных напряжений.

Рассмотрим анализатор с пропорциональным регулятором частоты. Система описывается дифференциальным уравнением

= [йр (Рз - U I) + jk Im (ЕГ)] X,

(1.22)

• • •

где Е - E(i + Eq = exp (/WtiO - выходной сигнал без помех; ==ехр(/т1е) - помеха. Переходя к полярным координатам и учитывая помеху, получим

X\ = k{p,-\X\)\X\;

= [sin (т1 - n) + 8 sin (tie - ЛхУ .

(1.23)

Отсюда видно, что модуль выходной системы напряжений не зависит от помехи и искажения возникают только по частоте.

Оценим влияние использования ПИ-регулятора в контуре регулирования фазы. Система дифференциальных уравнений, описывающих такой анализатор, имеет вид:

d dt

= [sin (n - tlx) + s sin (tie - Пх)] + y\ y = ky [sin (ti - ti;,) + 8 sin (tie - Пх)]>

(1.24)

где у - сигнал на выходе ПИ-регулятора.

Уравнение, определяющее модуль выходной системы напряжений, остается без изменений.

При е = О получаем синусоидальные колебания, причем rj,==ti. Возмущение при е>0 определяются системой дифференциальных уравнений:

К==-шСОз(т1-т10 бт1-by = - ky cos (Т1 - tl) бт1

by + kj, sin (ti - tio); fe8 sin (ri - tio). (1.25)

При ti== n получим

Й6т1 + 6г/ + й8 51п(т1-т1); -,K + <osin (ti,-tiO).

(1.26)

Характеристический полином системы

X(5)==5 + fea)5 + Йy;

(1.27)

(1.28)

выбирая ky={k/2y. получим

Х(5)-(5 +W2).

При fe(o = 2(0)8 -со) получим условие сильного подавления высокочастотных помех. Обычно угловая скорость (Og удовлетворяет неравенству

Юр >

где 2 -число зубцов ротора; р -число пар полюсов; cos -частота питания машины.

Заметим, что регулятор частоты целесообразно делать с переменной полосой пропускания в функции значения основной частоты входного сигнала.

1.5. Преобразование трехфазных сигналов переменного тока в двухфазные и двухфазных сигналов неподвижной в сигналы подвижной системы координат

1.5.1. Блоки преобразования сигналов трехфазной системы в сигналы двухфазной. Частотно-регулируемые приводы с векторным управлением, как правило, реализуются на трехфазных



0 1 2 [ 3 ] 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22