Запорожец  Издания 

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 [ 17 ] 18 19 20 21 22

регулятор частоты подается на четвертый сумматор. Канал управления фазой содержит третий сумматор и регулятор фазы. На третьем сумматоре сравниваются сигналы, пропорциональные частоте напряжения и частоте вращения вектора потокосцепления статора. Это позволяет корректировать частоту вращения вектора напряжения, ориентируя его в соответствии с заданием. Таким образом, канал управления напряжением решает задачу управления модулем потокосцепления статора, а канал управления частотой управляет угловой скоростью ротора и фазой вектора напряжения относительно вектора потокосцепления статора в переходных режимах. При стабильном потокосцеплении статора механические характеристики достаточно жесткие и поэтому угловая скорость ротора может задаваться частотой напряжения статора, вследствие чего этот канал может обеспечить достаточно точную работу и без обратной связи по угловой скорости ротора, т. е. без датчика угловой скорости ротора.

Для проверки разработанных теоретических положений было проведено исследование на ЭВМ системы управления асинхронной машиной. Для параметров двигателя (55 кВт, 178 Н-м) расчеты были выполнены при управлении напряжением и частотой по законам;

= + («" - со),

(4.30) (4.31)

где ku, feco - коэффициенты регуляторов системы управления.

Для проверки устойчивости работы системы привода в процессе пуска вводились два типа возмущений:

по потокосцеплению статора

41= 1+0,2 [1-ехр (-0.101; по моменту нагрузки.

При t = 0,5 с производился наброс момента нагрузки Мс = = 150 Н-м (и-с = 0,00375), а при t = 1 с - дополнительный наброс нагрузки Мс = 50 Н-м (fic = 0,00125).

Частота напряжения статора АД (тахограмма привода) задавалась по следующему закону:

Ha рис. . 4.7 приведены результаты исследований системы управления при few = 50 и = 0. Как видно из приведенных результатов, система работает устойчиво и достаточно точно отрабатывает задание даже при таком простейшем алгоритме управления. Увеличение k й) П0ВЫШЭ6Т точность,

4 о.е.-

- 0,028 -

- 0,02 -

- 0,020/г

- 0,016 -

- 0,012 -

- 0,008 -

- 0,00 -

--0,004-

--0,008

~ -0,012

- -0,016

- 1


0,7 0,8

4.7. Переходные процессы в системе ТПЧ-АД с управлением по У,\

Из построенных графиков видно, что на начальном интервале времени /е(0; 0,07) с электромагнитный момент практически равен нулю, несмотря на то, что потокосцепления имеют номинальные значения. На низких частотах сказывается мягкость характеристик, критическое скольжение велико и этим можно объяснить малое значение электромагнитного момента. При t = 0,75 с начинается резкий подъем vm,s и соответственно рез-.кое увеличение электромагнитного момента. Очевидно, что для усиления действия управления целесообразно частоты vus и vs задавать не с нуля, а с v,,s = 0,1, что соответствует полученным соотношениям.

6 Зак, 497



Уравнение по каналу частоты должно быть подчинено технологическим требованиям либо задаче минимизации потерь в двигателе. Рассмотрим задачу минимизации потерь в обмотках двигателя в процессе пуска в системе ТПЧ-АД. Такая постановка задачи представляет интерес для приводов с большими массами. Определим управление следующими законами:

U = Uo + VaAl-srn): vy, = v«-fe(v«-v). (4.32)

Для квадратов модулей токов можем записать

(4.33)

Потери в обмотках за время пуска определяются системой уравнений:

=*+>(--тт*»)

(4.346)

(4.34в)

где Is и /г - функционалы, определяющие потери в обмотках ротора и статора.

При задании линейного закона нарастания угловой скорости двигателя при пуске время пуска привода определяется соотношением (4.34в).

Пусть задание пуска носит линейный характер. Введем следующие обозначения:

Тогда с учетом выражения (4.21) система, определяющая потери, может быть записана в форме:

/ = + Is-ms \ (4.35а)

si 1 + a

(4.356) (4.35b)

ai = kskr{2 - ksk,).

Функционалы (4.35a) и (4.356) можно привести к одинаковой форме, если учесть, что

Обозначим (IJisi = 2х. При 9 = 9, т (fe + 1). Тогда минимизируемый функционал

•mm.

(4.37)

При а = 1 функционал /о не имеет экстремальной точки; при а < 1 экстремум для h имеет место при

x,„ = (2-a)/(2Vr=). (4.38)

где а < 1.

Можно сделать следующие выводы: при пуске двигателя потери в роторе тем меньше, чем больше время пуска; для потерь в меди статора существует такое время, при котором эти потери минимальны. При минимизации потерь в обмотках рассмотрим функционал

1 Ч-а-«1 1 -f - 2ха

1 + g/- «3 1 + - 2ха

(4.39)

Принимая во внимание (4.37) находим, что оптимальное время пуска привода будет

(4.40)

где сй° - заданная предельная угловая скорость.

Отметим, что минимальное время разгона двигателя в системе ПЧ-АД при стабилизации потокосцепления статора

Полученные соотношения могут быть использованы для задания таких параметров специальных двигателей, которые обеспечивают двигателю минимальные потери либо минимальное время разгона,



Глава пятая

ЧАСТОТНО-РЕГУЛИРУЕМЫЕ АСИНХРОННЫЕ ПРИВОДЫ С ВЕКТОРНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ НА БАЗЕ ЭВМ

5.1. Особенности реализации систем векторного управления на базе ЭВМ для частотно-регулируемых асинхронных приводов

Системы векторного управления характеризуются объемом вычислительных операций при значительном числе операций умножения. Систему векторного управления можно представить как совокупность нескольких подсистем: информационной подсистемы; подсистемы векторных преобразований и управляющей подсистемы.

К информационной подсистеме относятся датчики тока, напряжения, потокосцепления и угловой скорости. В связи с тем что сигналы имеют высокий уровень помех, необходимы достаточно сложные фильтры с переменными полосами пропускания. Кроме того, при невозможности использовать датчики Холла необходимо интегрировать сигналы э. д. с. измерительных обмоток. При использовании модели статорной цепи

Fs = -is=--Rsis + U,; W,W,-Lj, (5.1)

необходимо реализовать систему идентификации вектора главного потокосцепления или потокосцепления ротора.

Подсистема векторных преобразований включает в себя два блока векторного поворота и требует восемь умножителей и четыре сумматора.

Управляющая подсистема должна реализовать регуляторы тока h-2 главного потокосцепления и угловой скорости со

для системы с опорным вектором Wq. В системе с опорным вектором Wr необходимо иметь четыре регулятора, а также устройства компенсации э.д. с. перекрестных связей.

При использовании прямого цифрового управления тиристорный преобразователем необходима отдельная система управления тиристорами.

Целесообразно реализовать эти подсистемы на нескольких микропроцессорах (МП), так как современные комплекты МП не могут обеспечить необходимое быстродействие [24, 25].

Современные аналого-цифровые преобразователи выполняются в виде интегральных схем, и время преобразования лежит в пределах от 200 мкс до 20 не. Поэтому каждый канал обратных связей может иметь собственный аналого-цифровой преобразователь, управляемый одним микропроцессором, который осуществляет также фильтрацию и первичные вычисления переменных, в том числе и преобразование координат. Получение значений модуля главного потокосцепления и направляющих косинусов


вектора главного потокосцепления или модуля потокосцепления ротора и его направляющих косинусов с фильтрацией высокочастотных помех является наиболее трудоемкой операцией. Эта функция может быть запрограммирована по алгоритму

n = + h {k{pi - PL,) + %. .-.S-i);

co*„ = feo) {lYn - "VLYn); (5.2)

9l = {Yr + {YJ.

Реализация такого алгоритма требует 16 операций умножения и 7 операций сложения на цикл обработки. Время выполнения такого цикла для микропроцессоров типа К580 или МП Ин-тел-8080А или 8085 составляет приблизительно 1 мс.

Компромиссные рещения для вычисления направляющих косинусов вектора предлагаются с использованием таблиц тригонометрических функций, обращение к которым осуществляется при помощи значений Woa и Wof, [25]. Для этого алгоритма необходима память для хранения тригонометрических функций.

При управлении тиристорным преобразователем при помощи микропроцессора время опроса снижается до 1 мкс. Таким образом, построение чисто микропроцессорной системы требует применения нескольких МП с фиксированным набором команд.

Представляется возможным построение системы векторного управления на комплектах микропрограммируемых МП типа К1804, однако в этом случае стоимость системы резко возрастает.

Поэтому наиболее целесообразной системой переменного тока с векторным управлением является комбинированная аналого-цифровая система (в частности, системы, описанные в работах [24, 25]). Одной из существенных проблем, одинаково актуальной для аналоговых и цифровых систем, является дрейф интегрирования в разомкнутом контуре. Такие условия возникают при идентификации составляющих потокосцепления на основе измерения тока статора и напряжения с последующим вычислением производной потокосцепления или при использовании измерительных обмоток.

5.2. Векторная система управления с опорным вектором главного потокосцепления на основе комбинированной аппвратурной реализации

Известно, что точность воспроизведения угловой скорости системы электропривода определяется точностью внешнего контура. Поэтому микропроцессор может реализовать функции внешних контуров угловой скорости и управления модулем



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 [ 17 ] 18 19 20 21 22